HUOMAUTUS: Tätä viestiä on muokattu perusteellisesti syvyyden ja selkeyden lisäämiseksi. Alkuperäisen vastauksen laatimisen aikana otettiin huomioon paljon yksityiskohtia, joita ei otettu mukaan pitämään asiat lyhyinä. Täällä iho repeytyy diagnostisesta ja liuosprosessista osoittamaan, mitä pinnan alla tapahtuu ja lisää ainetta. Ajattele sitä eräänlaisena analyysipäiväkirjana. Jätän alkuperäisen vastauksen ehjäksi läpinäkyviä muokkauksia varten, lisäämällä yksityiskohtia vanhaan tekstiin ja sen jälkeen.
Kuten on todettu, LM358: n lähtöimpedanssi on vuorovaikutuksessa \ $ C_ { \ text {iss}} \ $ FET sijoittaa napa noin 20kHz. Koska silmukalla on vielä paljon vahvistusta, se värähtelee.
Toimituksellinen kommentti diagnoosista:
Mistä tämä 20 kHz: n napa tulee?
Se ei ole \ $ C _ {\ text {gs}} \ $, koska kyseinen napa näkyy vasta MHz: ssä. Tämä on yleinen lähdevahvistin, jolla on resistiivinen kuorma (\ $ R _ {\ text {14}} \ $ tyhjennyksessä ja vastus porttipiirissä (kutsu sitä \ $ R_g \ $). Tämäntyyppisen dominoivan navan sijainti vahvistin on noin:
\ $ F_p \ $ ~ \ $ \ frac {1} {\ text {2 $ \ pi $} R_ {14} C _ {\ text {gd}} g _ {\ text {fs}} R_g} \ $ ~ \ $ \ frac {1} {\ text {2 $ \ pi $} \ text {(1000)} \ text {(150pF)} \ text {(5)} \ text { (10)}} \ ~ ~ 21,2 kHz (riittävän lähellä)
Napa tulee siis \ $ C _ {\ text {gd}} \ $ Millerin kapasitanssista, mikä on tässä niin tärkeää, että se kerrotaan FET-transkonduktanssilla (\ $ g _ {\ text {fs}} \ $ ) ja kuormitusresistanssi (\ $ R _ {\ text {14}} \ $). Tee nopea summa silmukan vaihesiirrosta nähdäksesi, että parhaassa tapauksessa odotat 45 asteen vaihemarginaalin jäävän taajuudelle 20 kHz (LM358-90, IRF9530-180-45 = -315 astetta). Jo 20 kHz: n kohdalla vaihemarginaali on parhaimmillaan vähimmäismäärä, jonka haluat koskaan nähdä silmukassasi, 45 astetta ja se on todennäköisesti vähemmän. OK, toistaiseksi tämä on täydellinen SWAG. Sen tieteellinen, koska käytin tieteellistä laskinta kertomiseen ja jakamiseen, ja se on villi arvaus, koska en ole vielä tarkastellut IRF9530 -taulukkoa, enkä ole päivittänyt muistiani LM358 Zo: sta. Se antaa nopean indikaattorin OP-piirin todennäköisestä ongelmalähteestä.
Etsitään yksinkertaisia ideoita tilanteen parantamiseksi:
Yritit ensin tarjota yksinkertaisen ratkaisun alkuperäiselle piirille, jolloin saatiin kaksi luettelomerkkiä alla. Nämä ovat molemmat band-aid-lähestymistapoja, joita ei voida viedä tarpeeksi kauas merkityksellisen muutoksen aikaansaamiseksi. Tässä oppitunti (joka minun pitäisi jo tietää) ei ole koskaan tarjota yhtyeen tukiratkaisuja, koska ne eivät ole kannattavia. Alkuperäistä lähestymistapaa voidaan tietysti korjata, mutta ne ovat perustavanlaatuisempia ja monimutkaisempia.
Sitten ehdotin (lopuksi) lähdekoodin seuraajaan perustuvaa virtapiiriä aloituspaikaksi ratkaisuna. Tämä idea on järkevä, mukaan lukien integraattorin korkki ja FET \ $ V _ {\ text {th}} \ $ -varoitus. Näytän, miksi tämä on totta, seuraavassa toimituksellisessa kommentissa lähdeseuraajakaavion jälkeen.
Pari huomautusta ehdottamastani piiristä:
-
R1 sarjassa portin kanssa on vain mukavuus. Tällaisissa piireissä on hyvin yleistä, että portti on eristettävä vianmääritystä tai testausta varten. Vastuksen nostaminen on 5 sekunnin toimenpide. TO-220: n johtimen nostaminen on paljon vähemmän kätevää, tee se enemmän kuin pari kertaa ja saatat jopa nostaa tyynyä. Jos käytät pinta-asennettavaa osaa, sinun on poistettava FET ilman vastusta.
-
Näytän 1 kOhm -vastuksen mallille R15. Todellakin, kun otetaan huomioon LM358: n lähtöimpedanssi, en käyttäisi mitään alle 10 kOhm ... ja saattaisi jopa nousta jopa 50 kOhm: iin.
Voit kokeilla:
- Vahvistimen lähtöimpedanssin (paljon) pienentäminen lisäämällä emitterin seuraajapuskuri vahvistimen lähtö.
- Eristää FET: n \ $ C _ {\ text {iss}} \ $ asettamalla jonkin verran vastarintaa sarjaan FET-lähteen kanssa (FET: n ja Vinin väliin. Tämä olisi eräänlainen kaistaapu lähestymistapa.
Koska vahvistimen + -tuloa käytetään negatiivisena palautepisteenä, sinulla on monimutkaisia asioita. Normaalisti haluat käyttää OpAmpia integraattorina, jonka palautekondensaattori on OpAmp-lähtö - tulo. Tällä tavoin voit ohjata vahvistimen jakopistettä siten, että FET-kapasitanssin aiheuttama vaihehäviö voi olla merkityksetöntä tai kompensoitua.
Voit aloittaa tältä:
Valitse C10: lle arvo, joka saa vahvistimen vahvistuksen ylittämään nollavahvistuksen taajuudella 1 kHz tai vähemmän vakauden takaamiseksi. FET: n avulla et voi saada yli noin 3 V: n mikä tahansa kuormitus lähdössä. Tällöin sinun on tarkasteltava BJT: n tai uudemman Vin-version käyttöä.
Toimituksellinen kommentti lähdeseuraajaratkaisusta:
Näin ajattelin suunnittelun perusratkaisu.
Mitä tiedämme siitä, mitä svilches yrittää tehdä piirinsä kanssa? No, hän haluaa käyttää 7 V: tä tuottamaan jopa 5 V: n jopa 1 ampeerin kuormalla, ja hän haluaa, että lähtöjännite seuraa ohjausjännitettä (jota hän kutsuu vertailujännitteeksi). Periaatteessa haluaa lineaarisesti säädettävän virtalähteen, joka käyttää LM358-opampia silmukan virheiden kompensointiin, ja pään tilaa on vain 2 volttia (se on ongelma LM358: lle).
Emme tiedä, millainen modulointi ohjaa viittausta. Onko se ramppi, sini vai kenties pulssi tai askelmodulaatio? Vaihe on pahin, vaikka jos aiot suunnitella, se ei ole niin iso juttu, joten kuvaile, että viitesyöttö liikkuu vaiheittain.
Emme tiedä paljoakaan kuormasta. Onko se tasainen virta vai pulssi? No, svilches on siitä epämääräinen ... tarvitsee vain 1 ampeerin. Mutta yleensä huonosti määritellyt kuormat eivät ole tasaisia, joten odotan pulsseja myös tässä. Koska tämä on virtalähde, olen yllättynyt siitä, että piirissä ei ole lähtökapasitanssia (\ $ C_o \ $) ... mutta peitämme sen myöhemmin.
Kaksi perusmenetelmää:
Joko kompensoi yhteinen lähdepiiri vakaana tai vaihda lähteen seuraajapiiriin. Ensimmäisellä vaihtoehdolla on paljon ansioita, mutta se on monimutkaisempi ja etsin nopeinta ja vähiten monimutkaista ratkaisua. Toinen vaihtoehto, lähteen seuraaja on yksinkertaisempi muotoilu, koska se on rajoitettu. Rajoitetulla tarkoitan siirtymistä virtaelementistä, joka puskuroi virtaa ja jolla on jännitevahvistus, sellaiseen, joka puskuroi virtaa ja jolla on (lukuun ottamatta loiselementtien määrittelemää erityistilannetta) yhtenäisjännitevahvistus. Yhteisen lähdepiirin etuna on, että se on matalan pudotuksen ratkaisu, jonka löysit lähteen seuraajavahvistimella. Joten yksinkertainen paikka aloittaa on lähteen seuraaja.
Lähdeseuraajan vaiheiden käytössä on ongelmia tässä:
- Vain 2 V pään tilaa tarkoittaa todella matalaa \ $ V _ {\ text {th}} \ $ FET. Lisäksi, kun \ $ V _ {\ text {ds}} \ $ 2V ja nykyinen alle 1A, \ $ g _ {\ text {fs}} \ $ on matala ja \ $ C _ {\ text {gd}} \ $ on korkea.
- LM358: n käyttö. LM358: n ulostulolla on ongelmia, lähtöimpedanssi on korkea eikä se käsittele kapasitiivista kuormitusta hyvin (katan tämän paljon enemmän vähän). LM358: n lähtö ei myöskään pääse lähemmäksi kuin 1,2 V 7 V: n kiskoon, jolloin FET \ $ V _ {\ text {gs}} \ $: lle jää vain 0,8 V (katsokaa LM358: n kuvaa 10.) nähdäksesi, että tämä on totta). Kuten huomautin alun perin, älä odota enempää kuin 3 V standardipiirin lähteellä tällä piirillä. Älä myöskään innostu BJT: n käytöstä, koska 5 mA: n alapuolella OpAmp: n enimmäislähtö on 5,6 V, joten tarvitaan vähintään 200 dollaria \ $ \ beta \ $, ja se on \ $ V_ { \ text {ce}} \ $ 2 V: stä. Tuo P-kanavan tehoaste näyttää paremmalta koko ajan, mutta jatkamme lähdeseuraajan kanssa. Sivuhuomautus LM358: National Semiconductor piti tätä vahvistinta tarpeeksi laittaakseen sen vähintään kolmeen tuotelinjaan LM124 (quad) LM158 (dual) ja LM611 (single with reference). LM124: n ja LM158: n lomakkeet eivät ole liian selkeitä suorituskyvystä lähellä crossoveria, mutta LM611 -taulukko on loistava ... katso erityisesti kuvat 29, 30, 35 ja 36. Voi, ja kun olet LM611-tietolomakkeessa tutustu esimerkkipiireihin, joissa on integraattorikorkit OpAmp: n ympärillä.
Ajan säästämiseksi ja asioiden pitämiseksi liikkeenä teeskentelet, että \ $ V _ {\ teksti {th}} \ $ on OK ja käytä mallikorttielementtinä kohteliaisuutta IRF9530: lle, IRF520.
IRF520: n tietolomakkeesta näemme 2 V: n nykyiselle \ $ V _ {\ text {ds}} \ $: lle noin 1A, joka \ $ g _ {\ text {fs}} \ $ ~ 1 ja \ $ C _ {\ teksti {gd}} \ $ ~ 150pF. Nyt yksi lähteen seuraajavahvistimen eduista on se, että se poistaa \ $ C _ {\ text {gs}} \ $ latauksen, jonka OpAmp näkee (ainakin kunnes kapasitiivinen lataus lisätään lähteeseen ... sitten se on erilainen tarina). Se on \ $ C _ {\ text {gd}} \ $, jonka sinun on oltava tietoinen.
\ $ C _ {\ text {gd}} \ $ tarjoaa edelleen 150pF: n suoran latauksen (IRF520: lle) OpAmp-lähtöön, OpAmpiin, jolla on jo ongelmia 50pF: n kanssa. Katso LM358-tietolomakkeen kuva 8. Siellä näet LM358: n pienen signaalijännitteen seuraajan pulssivasteen 50 pF: n kuormalla. Se osoittaa 1,3-kertaisen askeleen ylityksen, mikä tarkoittaa, että vahvistimen vaihemarginaali on 45 astetta.
Kun vahvistus putoaa 20dB / vuosikymmenen vaiheeseen, on 90 astetta, jos lähin yksinkertainen napa on vuosikymmenen päässä. Yksinkertainen napa aiheuttaa 90 asteen vaihesiirron kahden vuosikymmenen aikana keskitettynä 45 asteen siirtymällä napaan.
Joten tosiasiallisesti jakotaajuudella on napa, jos vahvistimen kuormitus on 50 pF. Tämä on luultavasti yhdistelmä napaa, joka johtuu vahvistimen lähtöimpedanssista ja kapasitanssista, ja vahvistimen vasteessa esiintyvät korkeamman taajuuden napat, jotka summautuvat vaikuttamaan ylimääräiseen vaihesiirtoon. Sillä ei ole väliä, kuinka kaikki vaihesiirrot päätyivät, merkitystä on, että osa siitä johtuu suoraan vahvistimen lähtöimpedanssin ja kapasitiivisen kuormituksen aiheuttamasta napasta. 45 astetta kuormalla 50 pF. Mutta \ $ C _ {\ text {gd}} \ $ on 150 pF, mikä työntää tosiasiallisen napataajuuden takaisin noin 1,5 oktaavilla (tosiasiallisesti 1,6 oktaavia, mutta miksi chibble yli 0,1 oktaavia). 1,5 oktaavin arvo on noin 20 astetta vaihesiirtoa, joten vahvistimessa on nyt vain 25 asteen vaihemarginaali. Jos 45 astevaiheen marginaali johtaa 1,3 ylitykseen, kuinka paljon ylitystä odotetaan 25 asteen marginaalilla?
Tässä on juoni askelylityksen ja avoimen silmukan vaihemarginaalin kanssa yhtenäisyyden vahvistusyksikön takaisinkytkentävahvistimelle.
Etsi käyrästä 25 asteen vaihemarginaali ja tarkista, että se vastaa noin 2,3: n ylitystä. Tälle lähteen seuraajapiirille, joka käyttää IRF520: ta, voit odottaa 100 mV: n porrastuloa referenssijännitteellä aiheuttavan 230 mV: n ylityksen 100 mV: n vasteensa päälle. Tämä ylitys muuttuisi soimaan noin 500 kHz: n pituiseksi ajaksi. Nykyisellä pulssilla ulostulolla olisi samanlainen vaikutus kuin suuri ylitys, jota seuraa soitto noin 500 kHz: n taajuudella. Tämä olisi useimmille ihmisille sietämätöntä suorituskykyä.
Kuinka kaikkea tätä sointia voitaisiin vähentää? Lisää vaihemarginaalia. Helpoin tapa lisätä vaihemarginaalia on lisätä integraattorin korkki vahvistimen ympärille yhtenäisyyden takaisinkytkentäsilmukan sisällä. Vaihemarginaali, joka on yli 60 astetta, eliminoi soittoäänen, ja voit saada tämän vähentämällä Opampin vahvistusta noin 6 dB.
Todennäköinen skenaario
Muista, että tämä on pohjimmiltaan virtalähde. Tässä on todennäköinen skenaario, jos lähteen seuraaja rakennetaan ilman integraattorikorkkia. Lähdössä on häiriöitä tai pulsseja, ja piiri soi. Käyttäjä ei pidä siitä ja lisää jonkin verran kapasitanssia lähteeseen. Ehkä vain 0,1uF. Kun kapasitanssikuormitus lisätään FET-lähteeseen, gfs (matala joka tapauksessa matalan \ $ V _ {\ text {ds}} \ $ vuoksi) menettää kyvyn peittää \ $ C _ {\ text {gs}} \ $. Kapasitiivinen kuorma Opamp-ulostulossa alkaa kasvaa 150 pF: stä ja siirtyy kohti 500 pF. Soittoäänen lisäkapasitanssilla lähteessä pahenee. Myöskään käyttäjä ei pidä siitä, ja hän yrittää ladata kapasiteettia vielä enemmän. Kun lähteen kapasitanssi on saavuttanut 1uF, piiri ei todennäköisesti enää soi ... se värähtelee.
Koska odotan kapasitanssin lisäämistä piirin lähtöön, haluan kokoa integraattorin korkki alentaa silmukan vahvistusta noin 20 dB: llä.